【摘 要】論述了原邊反饋反激變換器相比于傳統反激變換器的優點。針對原邊反饋技術在消費者電子充電器領域的應用，推導了一種斷續電流模式（DCM）下，準諧振谷底開通原邊反饋反激變壓器關鍵參數的確定方法，并給出了設計實例，有利于原邊反饋反激變壓器的快速設計。
【關鍵詞】原邊反饋 斷續電流模式 變壓器
反激式變換器以電路簡單，成本低廉以及效率高的優點，被廣泛應用于中小功率的開關電源中[1]。在消費者電子充電器的應用領域，空間、成本是必須考慮的問題。傳統的反激式變換器，需要TL431、PC817這樣的反饋回路來控制輸出電壓的高低，而PC817的壽命問題，降低了變換器的可靠性；原邊反饋反激變換器通過檢測輔助繞組上的電壓控制輸出電壓，省去TL431、PC817，不僅提高了可靠性，節省了空間、成本[2]，而且通過PWM+PFM調制方式，使變換器在輕載下工作在低頻狀態，降低了輕載的功率損耗，因此在消費電子的充電器領域有廣闊的應用前景。
變壓器的設計關乎原邊反饋芯片電壓拐點的采樣，直接影響電路是否能正常工作，是原邊反饋反激變換器設計中最重要的部分。本文針對DCM模式，詳細推導了原邊反饋反激變壓器的設計方法，并給出了設計實例。
1原邊反饋反激變換器的原理
原邊反饋反激變換器原理圖1所示，Lp是原邊電感，Llk是原邊的漏感，Cp是開關管的寄生電容；驅動、二極管D1和輔助繞組波形圖2所示，Vg是開關管的驅動電壓，ID是流過整流管D1的電流，Vaux是輔助繞組的電壓。電路結構和傳統反激式變換器一樣，區別在于對輸出電壓的采樣方式不同：傳統反激是從副邊輸出電壓采樣，通過穩壓器、光電耦合器控制芯片占空比，從而調節輸出電壓；原邊反饋反激是檢測輔助繞組的電壓拐點，通過電阻分壓來控制芯片的占空比和頻率，從而調節輸出電壓。
圖2是DCM模式下變換器的波形，Ton階段：開關管導通，原邊電感激磁，二極管D1、D2截止，變壓器原邊電感及漏感儲能；Tdem階段：開關管截止，漏感儲存的能量通過和Cp諧振釋放，二極管D1導通，變壓器原邊復位，同時二極管D2導通，為芯片供電。t2時刻復位結束，芯片通過采集此時的拐點電壓，來反映輸出電壓的變化，通過芯片調節占空比、頻率實現穩定輸出電壓；Tr階段：開關管截止，二極管D1截止，原邊電感和Cp諧振，由芯片檢測，控制在谷底使開關管導通，降低開關管的導通損耗。
2 變壓器的設計
DCM模式，原邊反饋控制芯片，有CC（恒流）/CV（恒壓）兩種控制方式，CC控制方式下變壓器原邊復位時間和周期的比值是定值，實現恒流輸出；CV控制方式下輸出電壓調節只需改變f的大小。變壓器在最大占空比處更容易進入飽和狀態，所以應該在最大占空比處設計變壓器的各項參數。原邊感量和安匝數的大小，影響電路最大工作頻率，是原邊反饋變壓器設計中的重點。
（1）原邊感量的確定：
式中 為導通占空比，
為原邊復位時間與周期的比值，
（N為奇數）為諧振時間與周期的比值，
得：
（2）原副邊匝比：
式中Vf是二極管D1的壓降，通常為0.5-0.7V。
（3）原邊最大峰值電流：
（4）磁芯的選擇：
磁芯的材料有硅鋼片、非晶合金、磁粉芯、鐵氧體等，在開關電源中應用最多的就是鐵氧體，鐵氧體又主要包括錳鋅和鎳鋅鐵氧體，前者主要應用在1MHz以下，后者適合用在1MHz以上[3]，本文磁芯材料選擇錳鋅鐵氧體。常用磁芯尺寸的選擇方法有AP法、幾何參數法。AP法計算嚴謹，理論計算結果和實際值契合度高，利于實現變壓器磁芯的最優化設計，有更好的指導意義，所以本文選用AP法來選擇變壓器的磁芯。
由
得
式中Wa為窗口面積；
Ae為有效磁路截面積；
K為窗口系數，一般取0.2-0.4；
Bm為最大磁通密度，一般?。?.2-0.3）T；
J為繞組電流密度，一般?。?-10）A/mm2。
根據求得的AP值選擇合適的磁芯，盡量選擇窗口長寬比比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口利用系數大，同時可以減小漏感。
（5）原副邊匝數：
輔助繞組匝數：
式中Aeo為實際選擇磁芯的有效磁路截面積，V1為芯片工作電壓，Vf1為二極管D2的壓降。
（6）氣隙：反激變壓器一定要加入氣隙，這樣變壓器才不容易飽和[4]。
（7）漏感的抑制
對原邊反饋反激變換器，漏感的諧振不僅增大開關管電壓應力，降低變換器效率，而且可能會引起拐點電壓檢測錯誤，使電路不能正常工作，引起芯片的誤操作。所以抑制漏感的影響在原邊反饋反激變換器中同樣重要。主要從兩個方面解決，一是減小變壓器的繞制漏感，主要采用三明治繞法、Z型繞線方法；二是在變壓器原邊增加吸收電路，可用RCD吸收電路。原邊反饋是通過檢測輔助繞組上的電壓來反映輸出電壓的變化，所以同時要保證副邊和輔助繞組高的耦合度。
3 設計實例
原邊反饋變換器最大工作頻率由芯片限定，所以最大工作頻率的選擇要依據芯片允許的最大頻率來確定，設計時必須先選定芯片。本文采用UCC28700芯片，<30mW無負載功耗，芯片最大工作頻率130KHz，CC模式下Ddem=0.425[5]。
輸入電壓（V）： 85―265（單相交流）
輸出電壓（電流）： 5V（1.2A）
工作效率（%）： 90
輸入電源頻率（Hz）： 50
最大開關頻率（KHz）： 120
表1是計算出的變壓器的設計參數，按照參數繞制變壓器，測得輔助繞組、取樣電阻Rs的波形如圖3所示。圖3是滿載下的波形，此時開關管是在第二個谷底附近導通，工作效率87.3%，頻率118KHz，電路中的損耗沒達到要求，還需要進一步降低，整體基本符合設計指標要求。表明文中變壓器的設計方法符合實際情況，可以較好的指導原邊反饋反激變壓器的設計，有實用價值。
圖3 輔助繞組和取樣電阻Rs的波形
4 結語
本文從原理出發，推導了原邊反饋反激變壓器關鍵參數的確定方法，通過設計實例，驗證了此方法有較好的實用性，可以用在消費電子充電器設計中，為快速設計原邊反饋反激變壓器提供了指導。
參考文獻：
[1]Maniktala S.Switching Power Supplies A to Z [M].England： Oxford Elsevier Inc，2006.
[2]邱建平，林玲，何樂年.反激式開關電源控制芯片中的高精度原邊反饋技術[J].電路與系統學報，2013，01：403-407.
[3]周潔敏，趙修科，陶思鈺.開關電源磁性元件理論與設計[M].北京：北京航空航天出版社，2014（1）：70-96.
[4]張忠仕，汪偉，陳文 等.開關電源變壓器磁芯氣隙量的計算[J].磁性材料及器件，2008，39（1）：53-56.
[5]Texas Instruments. UCC2870x Constant-Voltage， Constant-Current Controller with Primary-Side.Regulation[EB/OL].http：//www.ti.com/lit/ds/symlink/ucc28700.pdf：1-10，2012，2015-09-28.
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